フライバックコンバータとは？原理や計算式などを解説！

この記事では『フライバックコンバータ』について

フライバックコンバータとは
フライバックコンバータの原理・動作モード・計算式・シミュレーション

などを図を用いて分かりやすく説明するように心掛けています。ご参考になれば幸いです。

フライバックコンバータとは

フライバックコンバータは、昇圧も降圧もできる絶縁型コンバータです。

絶縁型コンバータにはフライバックコンバータやフォワードコンバータなど様々な種類がありますが、フライバックコンバータは他の絶縁型コンバータと比較すると、部品点数が少なく、MOSFET\(Q\)、トランス\(T\)、ダイオード\(D\)、出力コンデンサ\(C_{OUT}\)のみで構成されています。トランス\(T\)は1次と2次を逆極性に接続しています。

後ほど動作原理について別途説明しますが、MOSFET\(Q\)のON時にトランス\(T\)にエネルギーを蓄え、MOSFET\(Q\)のOFF時にトランスの2次側から蓄積したエネルギーを放出させ、ダイオード\(D\)と出力コンデンサ\(C_{OUT}\)で整流・平滑化して直流電圧にしています。

下記にフライバックコンバータのメリットとデメリットを示します。

メリット

他の絶縁型コンバータと比較すると、部品点数が少ない。
昇圧も降圧も可能。
トランス\(T\)で1次と2次を絶縁することができる。

デメリット

コンデンサのリプル電流が大きい。

→フライバックコンバータの2次側は平滑用のインダクタを用いておらず、コンデンサインプット型であるため、コンデンサのリプル電流が大きくなります。そのため、大電流用途には不向きの回路となります。

MOSFET\(Q\)とダイオード\(D\)に流れる電流のピーク値が高い。

補足

MOSFET\(Q\)はバイポーラトランジスタなど他のスイッチング素子でも使用可能です。

『フライバックコンバータ』と『昇降圧コンバータ』の違いと回路構成

昇降圧コンバータのインダクタ\(L\)をトランス\(T\)に置き換えれば、フライバックコンバータと等価になります。トランス\(T\)の励磁インダクタンスがインダクタ\(L\)の代わりになっています。

また、昇降圧コンバータは「入力と出力が逆極性になる」という特徴がありますが、フライバックコンバータはトランス\(T\)の1次と2次を逆極性に接続しているため、入力と出力を同極性にすることができます。

フライバックコンバータの動作原理

ではこれから、フライバックコンバータの動作原理について説明します。MOSFET\(Q\)が『ONの時』と『OFFの時』に分けて考えます。

MOSFET\(Q\)がONの時

MOSFET\(Q\)がONの時、電流経路は『入力電圧\(V_{IN}\)→トランス\(T\)の一次巻線→MOSFET\(Q\)』となります。この電流によりトランス\(T\)にエネルギーが蓄えられます。

また、この期間ではトランス\(T\)の二次巻線に誘導起電力\(V_2\)が発生していますが、ダイオードにより電流経路が遮断されているため、トランス\(T\)の二次巻線を通って、負荷側に流れる電流はありません。出力コンデンサ\(C_{OUT}\)に充電されている電荷が負荷抵抗\(R_{OUT}\)に放電されています。

MOSFET\(Q\)がOFFの時

MOSFET\(Q\)がOFFになると、トランス\(T\)に蓄えられているエネルギーを二次巻線から放出し、ダイオード\(D\)を通して出力されます。

そのため、この期間の電流経路は『トランス\(T\)の二次巻線→ダイオード\(D\)→出力部(出力コンデンサ\(C_{OUT}\)＋負荷抵抗\(R_{OUT}\))』となります。この期間では、出力コンデンサ\(C_{OUT}\)を充電すると同時に、負荷抵抗\(R_{OUT}\)にも電流が流れています。

フライバックコンバータの動作モード

フライバックコンバータはダイオード電流\(i_D\)の電流波形により下記に示す3つのモードがあります。

CCMモード(電流連続モード)

→MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロにならず、流れ続けているモード。

DCMモード(電流不連続モード)

→MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロに達し、電流が流れていない期間ができるモード。

BCMモード(電流臨界モード)

→MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロになった時に、MOSFET\(Q\)をオンするモード。

次にそれぞれの動作モードについて解説します。

CCMモード

CCMモードとは、MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロにならず、流れ続けているモードです。電流連続モードとも呼ばれています。なお、CCMは「Continuous Conduction Mode」または「Continuous Current Mode」の略となっています。

CCMモードのメリットとデメリットを下記に示します。

メリット

電流リプルが小さいため、下記のメリットがあります。

一次側と二次側に流れる電流のピーク値が低くなる。
コンデンサ容量を小さくすることができる。
入力と出力のリプル電圧を抑えることができる。

デメリット

ダイオード\(D\)に電流が流れている状態で、MOSFET\(Q\)をONするため、ダイオード\(D\)に逆回復電流が流れ、逆回復損失が発生する。
MOSFET\(Q\)のON時、MOSFET\(Q\)に流れている電流\(i_S\)が0Aではないため、スイッチング損失が大きくなる。
一次側のインダクタンスを大きくする必要があるため、トランス\(T\)が大型化する。

DCMモード

DCMモードとは、MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロに達し、電流が流れていない期間ができるモードです。電流不連続モードとも呼ばれています。なお、DCMは「Discontinuous Conduction Mode」または「Discontinuous Current Mode」の略となっています。

DCMモードのメリットとデメリットを下記に示します。

メリット

ダイオード\(D\)に電流が流れていない状態で、MOSFET\(Q\)をONするため、ダイオード\(D\)に逆回復電流が流れない。
MOSFET\(Q\)のON時、MOSFET\(Q\)に流れている電流\(i_S\)が0Aから上昇するため、スイッチング損失が小さい。
一次側のインダクタンスを小さくすることができるため、トランスを小型化できる。

デメリット

電流リプルが大きいため、下記のデメリットがあります。

一次側と二次側に流れる電流のピーク値が高くなる。
コンデンサ容量を大きくする必要がある。
入力と出力のリプル電圧が大きくなる。

BCMモード

BCMモードとは、MOSFET\(Q\)がOFFの期間において、ダイオード電流\(i_D\)がゼロになった時に、MOSFET\(Q\)をオンするモードです。電流臨界モードとも呼ばれています。なお、BCMは「Boundary Conduction Mode」または「Boundary Current Mode」の略となっています。

BCMモードのメリットとデメリットはDCMモードと同様なので省略します。

フライバックコンバータの出力電圧の式

フライバックコンバータの出力電圧\(V_{OUT}\)は次式となります。CCMモードとDCMモードで出力電圧\(V_{OUT}\)の式が異なります。

CCMモードの時

\begin{eqnarray}
V_{OUT}=\frac{1}{N}×\frac{D}{1-D}V_{IN}\tag{1}
\end{eqnarray}

DCMモードの時

\begin{eqnarray}
V_{OUT}=\frac{1}{N}×\sqrt{\displaystyle\frac{R_{OUT}}{2L_Sf_{SW}}}×D×V_{IN}\tag{2}
\end{eqnarray}

(2)式において、\(L_S\)はトランス\(T\)の二次インダクタンス、\(f_{SW}\)はMOSFET\(Q\)のスイッチング周波数となります。また、オンデューティ比\(D\)はMOSFET\(Q\)の1周期\(T\)におけるオン期間\(T_{ON}\)の割合なので、次式で表されます。

\begin{eqnarray}
D=\frac{T_{ON}}{T}=\frac{T_{ON}}{T_{ON}+T_{OFF}}=T_{ON}×f_{SW}\tag{3}
\end{eqnarray}

(3)式から分かるように、オンデューティ比\(D\)は1より小さい値となります。

また、(1)式および(2)式において\(N\)はトランス\(T\)の巻数比であり、一次巻線の巻数を\(N_1\)、二次巻線の巻数を\(N_2\)とすると、次式で表されます。

\begin{eqnarray}
N=\frac{N_1}{N_2}\tag{4}
\end{eqnarray}

なお、(1)式は昇降圧コンバータの出力電圧\(V_{OUT}\)の式に\(-\displaystyle\frac{1}{N}\)を掛けたものとなります。

フライバックコンバータのシミュレーション

CCMモードの時

フライバックコンバータをLTspiceでシミュレーションした時の結果を上図に示しています。

上図の右側に示している波形は上から

入力電圧\(V_{IN}\)
出力電圧\(V_{OUT}\)
スイッチ\(S\)の駆動信号\(v_{GS}\)
スイッチ\(S\)に流れる電流\(i_S\)
ダイオード\(D\)に流れる電流\(i_D\)

となっています。

MOSFET\(Q\)やダイオード\(D\)の損失を無視するために、シミュレーション回路ではMOSFET\(Q\)は理想スイッチ、ダイオード\(D\)は理想ダイオードを用いています。

また、入力電圧\(V_{IN}\)は50V、理想スイッチ\(S\)のオンデューティ比\(D\)は0.6、巻数比\(N\)は5にしています。そのため、出力電圧\(V_{OUT}\)は(1)式より

\begin{eqnarray}
V_{OUT}=\frac{1}{N}×\frac{D}{1-D}V_{IN}=\frac{1}{5}×\frac{0.6}{1-0.6}×50=15{\mathrm{[V]}}
\end{eqnarray}

となります。シミュレーション結果でも、出力電圧\(V_{OUT}\)が15Vになっていることが確認できます。

DCMモードの時

次に、オンデューティ比\(D\)を小さくしてDCMモードにした時のシミュレーション結果を確認してみましょう。

入力電圧\(V_{IN}\)は50V、理想スイッチ\(S\)のオンデューティ比\(D\)は0.4、巻数比\(N\)は5、トランス\(T\)の二次インダクタンス\(L_S\)は20μH、MOSFET\(Q\)のスイッチング周波数\(f_{SW}\)は100kHzにしています。

そのため、出力電圧\(V_{OUT}\)は(2)式より

\begin{eqnarray}
V_{OUT}&=&\frac{1}{N}×\sqrt{\displaystyle\frac{R_{OUT}}{2L_Sf_{SW}}}×D×V_{IN}\\
\\
&=&\frac{1}{5}×\sqrt{\displaystyle\frac{20}{2×20×10^{-6}×100×10^3}}×0.4×50\\
\\
&{\;}{\approx}{\;}&8.94{\mathrm{[V]}}
\end{eqnarray}

となります。シミュレーション結果でも、出力電圧\(V_{OUT}\)が8.94V付近になっていることが確認できます。